用于窄带匹配高速射频ADC的全新方法

在上一部分中，我们研究了优化放大器电路中的输入和输出瞬态稳定时间。

本期我们为大家带来《用于窄带匹配高速射频 ADC 的全新方法》，介绍了一种高速RF ADC窄带匹配的新方法，解决高中频系统中ADC前端窄带匹配的设计问题。它可以在ADC的额定带宽内应用，可以提高ADC性能并减少仿真停机时间。

简介

对于不需要宽带采样（1GHz 至2GHz 或更高）的应用，使用巴伦或变压器前端电路为模数转换器(ADC) 设计窄带(NB) 匹配（仅需要几百MHz）可能具有挑战性。这一挑战在具有高中频的系统中被放大，这些系统在现代通信或雷达系统中被数字化以在数字域中执行信号处理。

在本文中，我将引导您完成一个简单的过程，以最大化您的ADC，而不会导致大量的仿真停机。只需几个简单的步骤，该过程就可以在任何基带或中频位置解决数百兆赫带宽(BW) 的问题。只要在ADC 本身的额定带宽内即可。

选择ADC 和巴伦

在选择合适的ADC 类型并最终确定前端开发方法时，提前了解应用需求至关重要。假设有定义的采样率、通道数、数字输出接口类型和有用的内部数字功能，您可以使用这些功能或者应用程序需要这些功能。我将在此窄带前端示例中使用ADC3669 转换器。

首先，您必须首先了解您所选择的ADC 的模拟输入特性。如果您向下滚动到任何转换器数据表的模拟输入参数部分，您应该会看到规格表中指定的并行R||C。如果不存在，请检查是否存在简化的模拟输入模型。最后的选择是使用ADC 的S 参数，这些参数通常列在产品网页上。例如，ADC3669 数据表列出了电阻器(R)=100 和电容器(C) 约为1.85pF（聚合）差分阻抗项的模型输入。参见图1。

图1 ADC3669 数据表中的模拟输入模型

下一步是为ADC 选择合适的变压器或巴伦，其中涉及比较供应商之间的这些规格：回波损耗(RL)、插入损耗以及相位和幅度不平衡。如果数据表中未指定这些参数，请咨询制造商或使用矢量网络分析仪或VNA 进行测量。

标准磁通耦合变压器或巴伦之间的选择取决于带宽要求。标准变压器的频率通常低于1GHz，而巴伦则可以实现更高的带宽。参考文献[1] 提供了有关变压器和巴伦参数以及ADC 要求的详细信息。

对于NB 匹配，该示例需要与最后一个并联元件进行电阻电容电感(RCL) 匹配；有关匹配焊盘和拓扑的信息，请参见图2 以及参考文献[2] 和[3]。通过收集和了解应用要求，您可以选择前端BW 和巴伦。例如，在通过ADC3669 评估模块(EVM) 上使用的先前示例测量和了解巴伦的性能后，我从阻抗比为1:2、带宽为3GHz 的微电路中选择了TCM2-33WX+ 巴伦。 TCM2-33WX+ 提供相对较低的输入驱动能力，以实现ADC 的满量程输入范围。

图2 前端界面及元件布局

求解R

要执行RCL 反应性匹配，首先确定前端的R 值。您可以将巴伦的初级侧和次级侧之间的端接分开，但在本示例中，我们仅端接巴伦的次级侧，以最大限度地减少所需的组件数量。根据应用和信号链阵容，巴伦变压器的初级侧和次级侧之间的分离端接可能更有意义。

如下所示，计算揭示了如何求解R 值以完成巴伦变压器次级侧所需的差分终端。设置次级差分终端的一个良好起点是使用理想情况100，因为该巴伦的阻抗比为1:2。巴伦变压器确实具有随频率变化的损耗和寄生效应。因此，要开始计算并获得更合适的R 值端接，请使用指定中心频率（示例中为940MHz）的巴伦RL 数来计算巴伦需要正确匹配的特性阻抗(Zo)，以优化向负载传输的信号功率。

此示例说明如何计算所选巴伦变压器的次级端接。 TCM2-33WX+ 数据表指定在940MHz 时为-16.3dB。使用该值，求解从巴伦变压器次级侧反射的特性阻抗（公式1）：

公式1

因此，Zo=36.72（初级阻抗）。

在理想的1:2阻抗巴伦中，次级侧的100应等于初级侧的50；参见图3。但正如计算所示，情况并非如此。要确定反射回初级侧的实际阻抗，请使用上一步中的Zo 值并向后计算以获得次级侧的正确端接（公式2）：

公式2

因此，

其中求解X=136.1。

图3 1:2阻抗平衡-不平衡变压器或变压器

由于巴伦在此频率下存在一些未计算的损耗，因此136 次级端接有助于补偿这些损耗，并从次级侧开始提供更好的端接值，同时将特定中间中心频率下的正确阻抗反射回巴伦初级侧。适当的阻抗匹配将在初级侧实现更接近的50 匹配，从而从源传输最大信号功率。

136二次端子为聚合端子。由于ADC 本身内部已具有100 差分终端，因此在次级的每一侧各放置一个串联33 电阻。再看一下图2。现在您已经求解出所需的R 值。

940MHz 时的-16dB RL 可能允许您使用更小的电阻值，或者可能完全消除它们。不过，我建议在设计中保留电阻，因为ADC 的内部差分阻抗相对于工艺变化的容差范围为10%；巴伦的RL也有容差。添加少量额外电阻有助于保持整体阻抗更加准确，当您仔细查看940MHz 下的ADC S 参数值时您会发现这一点。

求解L

下一步是“取消”ADC的内部C以确定匹配的等效并联电感或L值。要选择该值，首先使用以下两种方法之一查找ADC 的内部C 值：

使用数据表（图1）中给出的ADC 模型来确定总寄生内部前端电容或C 值，估计值约为1.85pF。

使用ADC3669 网页中的S 参数。参见参考文献[4]。

第二种方法在目标频率下提供了更准确的电容值，因为940MHz 下的电容值比第一种方法更绝对，其中模型中的C 值覆盖了ADC 输入BW 的整个范围。让我们回顾一下这两种方法，以了解它们之间的优缺点。

在这两种方法中，想法都是简单地将两个无功元素设置为相等（公式3）：

公式3

接下来，将f 设置为NB 应用的谐振中心频率。在示例中我将使用940MHz。

在第一种方法中，如果f=940MHz，

公式4

然后，求解L=15.5nH。

在第二种方法中，您需要使用S参数并在模拟器中绘制它们以确定940MHz下的C值；参见图4。

图4 940MHz时ADC3669模拟输入的史密斯圆图

第二种方法稍微复杂一些；史密斯圆图绘制了串联R + jXc 配置中的S 参数。 R + jXc 需要并行变换，使得R 和Xc 并行，或者R||Xc。请参见图5 和公式4：

公式5

使用公式5，我们得到并行变换：

公式6

回想一下上一节中用于设置R 值的两个充气33 电阻器，可使巴伦的总电阻达到130.2 的终端电阻，这更接近100 差分，理想情况下巴伦具有较小的R 值或没有R 值。

接下来，求解940MHz 下的并联电容器，请参见公式6：

公式7

现在，使用与上面相同的公式来找到分流电阻器L 的适当值。如果f=940MHz，C=1.62pF，则

求解L=18.1nH。

图5 ADC内部R和C串并联表示

上述两种方法得到的两个C值（例如：1.85pF和1.62pF）大致相同；因此，需要根据布局考虑内部电感L 寄生以及添加的外部L 寄生。

还可以使用TCM2-33WX+ 巴伦和ADC3669 的S 参数在ADS 模拟器包中对整个前端进行仿真，如图6 所示。图7 中所示的仿真结果显示了非常好的RL (15dB)，表明18nH 在940MHz 下是良好的匹配。

图6 18nH 并联匹配ADS 模拟前端升压

图7 18nH 分流匹配响应的模拟RL (S11) 图

接下来，我们将模拟结果与实验室中的一些测量数据进行比较。图8 说明了如何使用ADC3669 EVM 实现前端匹配来测量通带平坦度响应。共振点位于中心，但匹配比预期要宽一些。在这种情况下，模拟可能不够充分。 3D 电磁仿真解算器也许能够捕获所有电路板寄生效应，从而使仿真和实验室测量结果更接近1:1 匹配。然而，还有一些二阶和三阶的细微差别需要揭示。接下来，我们将添加一个分流器C来完成RCL无功匹配，从而按预期缩小实验室测量范围。

图8 安装L值后的通带平坦度扫描

求解C

为了进一步改善窄带匹配（换句话说，使其更窄），请在图2 中的RCL 反应匹配中添加一个最终组件。将C 项与电感器并联，形成LC 谐振回路。在放置18nH 电感器以抵消ADC 的内部电容后，将电容器添加回前端匹配中可能看起来违反直觉，但会导致与滤波器的紧密匹配。要求解完成LC 振荡器电路的并行C 值，请使用公式7：

公式8

求解C=1.6pF。

让我们在前端设计中设置这个值（1.6pF电容或最接近的标准值）并重新运行通带BW扫描；参见图9。

图9 通带平坦度扫描和安装L 和C 值

可以看出，添加一个额外的1.5pF 电容器与18nH 电感器并联以创建LC 振荡器电路并不能真正改善或减小匹配范围（参见迷你虚线）。

可以使用LC 振荡器电路方法，但需要考虑一些因素。通过求解外部L 值(18nH) 来移除内部C 会有所帮助，但可能不是完全的最终解决方案。为了准确地实现这一点，您需要使用较大的C 值来完全消除任何内部和残留的外部C 寄生效应。您要处理巴伦和接线寄生效应以及ADC 内部采样电容器的影响，该电容器本质上是动态的，因为采样开关快速打开和关闭。

我们再次使用公式7 为C 选择一个更高的值（例如9.1pF）并求解L：

公式9

求解L=3nH。

使用这些值代替前端设计，图10 显示了重新运行通带BW 扫描后的结果。

图10 通带平坦度扫描并安装新的L 和C 值

正如您所看到的，通过添加外部C 来进一步改善NB 匹配响应，将带宽匹配缩小到350MHz 的宽范围（粗虚线）有显着的改进。一般来说，基于聚合ADC 的内部采样网络，使用至少两倍的C 值是一个很好的起点。从外部添加此功能只会进一步改善所选频段的RL。

然后，您可以根据应用的需要调整L 值和/或C 值，以帮助增加、减少或移动BW。对于布局、巴伦和ADC 输入模型，您需要记住这些值；并非所有寄生细微差别都可以模拟，并且可能需要一些经验才能正确衡量匹配。

图11 显示了从NB 应用示例中收集的信噪比(SNR) 以及二阶和三阶谐波（HD2 和HD3），以进一步验证ADC 在940MHz 频段的性能。

图11 SNR、HD2 和HD3 产生的AC 性能对比

NB匹配频率范围之间的关系

940MHz 的模拟输入中心频率超出了ADC 数据表测量规范。然而，收集的值确实遵循所有收集的测量值（SNR、HD2 和HD3）的正确趋势，并且随着该特定ADC 的输入RL 降低至940MHz，性能继续下降。

结论

在开发针对特定高速RF 采样ADC 的窄带匹配应用时，您无需成为专家模拟器。这种NB 匹配方法可用于帮助增强RF 信号链内的任何上行滤波。首先，使用从数据表中选择的巴伦的回波损耗值来考虑NB匹配工作的电阻部分，从而有助于改善输入前端网络的回波损耗。接下来，使用规格表中为ADC 给出的S 参数、数据表输入模型或集总元件R||C 值作为目标频段NB 匹配的起点。请记住，巴伦和PCB 布局会对完成匹配所需的无源元件产生影响。请务必将这些作为起点考虑在内。

通过一些模拟来提供指导和一些简单的数学计算，您可以立即加快下一个高速射频转换器的设计速度。

参考文献

里德、罗布. “比较有源和无源高速/射频模数转换器前端。”德州仪器(TI) 应用说明，文档号SLAAET1，2025 年3 月。

里德、罗布. “第3 dB：为什么有损衰减网络垫适合RF ADC。”德州仪器(TI) 应用笔记，文献编号SLVAG01，2025 年2 月。

里德、罗布和卢克·艾伦。 “高速模数转换器的模拟输入前端无源匹配的微妙技巧。”德州仪器(TI) 应用笔记，文献编号SBAA665，2024 年12 月。

Texas Instruments（日期不详）ADC3669 评估模块。访问日期：2025 年9 月23 日。

“ADC3668、ADC3669 双通道、16 位、250MSPS 和500MSPS 模数转换器。”德州仪器(TI) 数据表，文献编号SBASAL3B，2024 年9 月，2025 年修订。

“TCM2-33WX+ 表面贴装射频变压器。”迷你电路数据表，文献编号ECO-013812。

Keysight Technologies（日期不详）先进设计系统(ADS) 市场领先的电路设计和仿真软件。访问日期：2025 年9 月23 日