Buck变换器重构为反向Buck-Boost变换器的设计与实现

本文以SGM61630为例，系统阐述了将Buck转换器重构为反向Buck-Boost转换器以产生稳定的负电源轨的设计方法。本文通过拓扑连接调整、电压电流应力分析、辅助功能设计来阐述设计流程。最后，设计实例验证了24V输入转-15V/1.5A输出的可行性。本文为工程师提供了从理论推导到实际验证的设计流程。

01简介

许多精密系统（如医疗电子设备、测试测量仪器）需要稳定的负电压电源，并要求输入和输出接地。反相降压-升压转换器完美地满足了这一需求。它不仅实现升压/降压功能，还可以反转输出电压的极性。通过调整功率级电路的拓扑连接和反馈网络参数，任何传统的Buck变换器都可以被重构为逆Buck-Boost变换器。本文以SGM61630为例，详细阐述其重构方法和设计要点。该解决方案适用于同步整流和非同步整流架构的反向降压-升压转换器实现。

02反向Buck-Boost变换器原理2.1 拓扑重构及连接方法

图1 显示了降压转换器的基本拓扑。在降压配置中，正输出(VOUT) 连接到电感器，负输出连接到降压IC 的GND 引脚。

反向降压-升压拓扑与降压拓扑非常相似。图2所示为将Buck变换器改造为反向Buck-Boost变换器的连接方法。从图2可以看出，Buck转换器的输出正极被配置为反向Buck-Boost转换器的系统地（System GND），“IC GND”成为输出负极（-VOUT），在输入电源和系统地之间增加了一个额外的输入电容CIN。需要注意的是，在反向Buck-Boost转换器的连接方法中，IC GND直接连接到输出负电压，这会影响Buck IC引脚的电压应力。相关控制引脚的外围电路需要重新设计。详细内容请参见“3个辅助功能”章节的说明。

图1 Buck变换器基本拓扑

图2 反向降压-升压转换器拓扑

经过上述步骤，实现了反向Buck-Boost变换器的重构：当MOSFET导通时，功率二极管截止，电感两端的电压应力为VIN，电感电流上升。此时，输出电容COUT向负载提供能量，如图3(a)所示；当MOSFET关断时，功率二极管导通，电感两端的电压应力为-VOUT，电感电流减小。此时，电感电流向负载提供能量，如图3(b)所示。连续模式下的占空比D可由下式获得：

图3 反向Buck-Boost变换器原理

2.2 电压、电流应力分析

将降压IC 配置为反相降压-升压转换器需要特别注意电压要求。从图2可以看出，Buck IC的VIN和GND引脚上的电压差等于电源模块的输入电压加上输出电压（VMAX=VIN+VOUT）。例如，要将+24V输入转换为-15V输出，需要输入电压范围至少为39V的Buck IC。当MOSFET导通时，功率二极管两端的电压应力也是输入电压加上输出电压（VMAX=VIN+VOUT）。选择功率二极管时需要考虑该电压应力。

如图2 所示，电容器CIO 在VIN 和-VOUT 上承受的电压应力也是VIN+VOUT。但值得注意的是，如果VIN快速上电，上电瞬间会产生瞬态电流，其路径为：VINCIOIC GND功率二极管电感系统GND。该瞬态电流可能对电路产生以下影响： 当瞬态电流流过功率二极管（或同步Buck IC的体二极管）时，将导致SW节点电位被拉至IC GND以下。对于SW额定电压相对IC GND较小的器件，这种负电压瞬变可能会损坏器件； 流经功率电感的瞬态电流会产生感应电动势。二极管和感应电动势的共同作用导致VOUT 上存在瞬态正向电压。因此，基于对上述两点瞬态电压的保护和Buck IC VIN引脚去耦的折中，建议CIO电容不要太大，一般建议0.1F。

当配置Buck转换器时，在MOSFET的导通和关断期间，电感始终向负载提供电流，因此Buck转换器的平均电感电流等于输出电流。然而，在反向降压-升压转换器配置中，电感器上的能量仅在MOSFET 关断期间通过二极管传输到负载。两种拓扑下电感电流的计算公式如表1所示。

表1 Buck拓扑和Buck-Boost拓扑电感电流对比

从表1可以看出，相同负载下，反向Buck-Boost变换器的电感电流峰值更大。重构时应注意电感电流峰值不要超过Buck IC规格书中的峰值电流限制。

以SGM61630为例具体计算请参考“4设计实例”章节中的说明。

03辅助功能

在反向降压-升压转换器配置中，IC GND 直接连接到输出负电压。由于Buck IC的所有控制信号电平均以IC GND为参考，如果系统中需要使用这些功能，则需要将控制信号参考电平移至系统地。

3.1 使能信号接口设计

如果系统不需要控制使能信号，可以通过电阻将EN引脚上拉至VIN。如果系统需要控制反向Buck-Boost转换器的使能功能，则需要一个简单的电平转换电路，如图4所示。

图4 EN电平转换电路

当SYS_EN提供足够高的正向电压使Q1导通时，Q2的栅极通过Q1接地，导致Q2的栅源电压（VGS）变为负电压，Q2导通。此时，输入电压(VIN) 通过电阻分压器连接到EN 引脚，从而使能器件。需要注意的是，无论在使能和禁用状态下，都必须保证Q2的栅漏电压（VGD）和栅源电压（VGS）始终在MOSFET的额定范围内。以SGM61630为例，图4中设置REN1=REN2=R1=100k；图5显示了控制反向降压-升压转换器的启用和禁用的系统波形图。测试条件为20V输入和-15V/1.5A输出。

图5 反向降压-升压转换器启用和禁用波形

如果需要使用EN引脚配置反向Buck-Boost转换器的UVLO，可以在EN引脚处设置电阻分压器，如图6所示。

图6 EN分压电路

导通电压VSTART保持不变，因为当反向Buck-Boost转换器启动时，通常没有负输出电压。

反向Buck-Boost转换器启动后，关断电压VSTOP需要考虑负输出电压：

以SGM61630为例，VENH=1.17V，VENL=1.12V，设置REN1=430k，REN2=30k，I1=1A，I2=3.7A，-VOUT=-15V。那么开启电压为VSTART=17.51V，关断电压为VSTOP=0.15V。

3.2 同步信号接口设计

对于具有SYNC输入引脚的Buck芯片，如果需要反向Buck-Boost转换器与外部信号同步，则需要一个简单的电平转换器，如图7所示。

图7 同步信号电平转换电路

当SYS_SYNC 为高电平时，Q1 导通，VIN 通过电阻分压器（R1、R2）向Q2 提供驱动电压VGS，Q2 导通，VIN 通过电阻分压器（RSYNC1、RSYNC2）将SYNC 引脚从VIN 拉高至-VOUT。注意SYNC脚的最大额定电压较小，需要加稳压管ZD1，以保护芯片不被损坏。考虑到功耗的影响，VIN到系统GND之间的分压电阻阻值不能太小。因此，在同步频率较高的场景下，Q2应选择驱动电荷QG较小的P-MOSFET。

当SYS_SYNC为低电平时，Q1关闭，然后Q2关闭。 Q2 关闭后，SYNC 引脚通过RSYNC2 下拉至-VOUT。由于稳压管ZD1的结电容Cj的影响，同步有效信号与SW上升沿之间会有一个额外的延迟tdelay。 （这里不包括芯片本身的电路延迟）。

以SGM61630为例，图7中设置R1=499，R2=1k，RSYNC1=1k，RSYNC2=200；该Buck IC的同步机制是SW的上升沿和SYNC的下降沿。 SYS_SYNC 的下降沿关闭Q2。 Q2关断后，Cj通过RSYNC2放电。当SYNC引脚的电压从ZD1的稳压值VZ放电到SYNC引脚的低电平阈值VSYNC_L时，功率管导通，导致SW的上升沿滞后于SYS_SYNC的下降沿。滞后时间为：

由上式可知，当需要高频同步时，应选择结电容较小的稳压管。 SGM61630同步波形如图8所示。

图8 同步波形

3.3 PG信号接口设计

如果系统不需要反向降压-升压转换器提供电源正常（PG）标志信号，则PG引脚可以悬空。如果系统需要获取PG信号来提示MCU输出电压在规格范围内，则需要将PG标志信号电平转换为系统地。转换电路如图9所示。

图9 PG电平转换电路

当输出电压未完全建立时，芯片内部的Q3导通，PG被下拉至-VOUT。此时Q1截止，Q2导通，SYS_PG下拉至系统地；当输出电压完全建立时，Q3 关闭，PG 上拉至-VOUT+VZ。此时，Q1导通，Q2栅源极在负电压下截止，SYS_PG被上拉至逻辑电平VLOGIC。注意，如果PG引脚最大额定电压较小，当VOUT较大时，需要加稳压管ZD1，以保护芯片不被损坏。

以SGM61630为例，图9中设置R1=R2=100k，R3=10k；图10 显示了反向Buck-Boost 转换器上电和断电时SYS_PG 的波形图。测试条件为24V输入和-15V/0A输出。

图10 反向降压-升压转换器开机和关机波形

04设计实例本章将设计基于SGM61630 演示板（Buck）的反向Buck-Boost 转换器[1]。设计目标如表2所示。

表2 设计目标

4.1 示意图

反向降压-升压转换器的原理图如图11 所示。

图11 反向Buck-Boost变换器原理图

为了初步验证该方案的可行性，可以直接在Buck拓扑的SGM61630 Demo Board的基础上修改连接方式，重构为反向Buck-Boost拓扑，如图12所示。在实际新建项目中，需要参考Buck-Boost的PCB Layout注意事项重新布线，以获得最佳性能。

图12 使用Buck Demo直接构建反向Buck-Boost转换器的连接方法

注意：

1) 将原输入电容C1、C1A、C1B的下端与IC GND断开，重新连接至L1左侧焊盘（系统GND）。重新接线应尽可能短，以减少寄生电感对输入电压的影响。

2）在Demo板上的“VIN”和“VOUT”之间添加24V电源；在演示板上的“VOUT”和“GND”之间添加一个电子负载。

3) 将电感更换为22H。

4.2 关键参数计算

反向降压-升压转换器的占空比为：

为了便于评估芯片VIN和SW引脚的耐压以及相关外围器件的选型，计算降压稳压器的电压应力VMAX=VIN+VOUT=39V；

为了平衡电感体积和变换器效率，选择电感电流纹波比为0.35，电感值为：

本设计实例中取L=22H，可得电感电流峰值：

小于SGM61630规范中ILIMT 3.5A的最小值[2]。

逆Buck-Boost转换器具有右半平面零（RHPZ），在高频时会增加增益并减少相位，这对控制环路的响应产生显着的负面影响，并可能导致系统不稳定。当本设计实例满载时（最坏情况），右半平面零频率为：

为了保证足够的相位裕度和系统稳定性，通常建议将系统的交叉频率设置为小于RHPZ频率的1/4。因此，需要减小电感来提高RHPZ频率，或者增大输出电容来降低系统的交叉频率。特别需要指出的是，在逆Buck-Boost变换器架构中，需要谨慎添加相位补偿网络的前馈电容。前馈电容虽然可以提高相位裕度，但同时会导致幅频特性增益曲线上移，从而导致交叉频率向RHPZ频率迁移，从而带来潜在的系统稳定性风险。

为了保证系统的交叉频率小于RHPZ频率的1/4，在本设计实例中，COUT使用两个并联的47F/25V X5R电容。

4.3 测试结果

图13 VIN=24V，-15V/1.5A 输出，上电

图14 VIN=24V，-15V/1.5A 输出，断电

图15 24V 输入，-15V/0A 输出

图16 24V 输入，-15V/1.5A 输出

图17 VIN=24V，-VOUT=-15V，

IOUT从1.5A到0.7A

图18 VIN=24V，-VOUT=-15V，

IOUT从0.7A到1.5A

图19 VIN=24V，-15V/0A 输出，SCP 入口

图20 VIN=24V，-15V/0A 输出，SCP 恢复

05概要

要将Buck 转换器重构为逆Buck-Boost 转换器，请按照以下步骤操作：

1) 计算转换器能承受的最大电压：VIN+VOUT。

2) 使用表1计算最大电感电流。

3）选择合适的Buck型IC（满足电压应力和电流应力要求）。

4) 参考数据表确定频率设定电阻、反馈分频器和其他元件的规格。

5) 评估是否需要额外的设计，如辅助电路或电平转换电路。

6）作为初步验证，在Buck已有的Demo上建立连接，如图12所示：

a) 重新定义Buck电路的正输出端作为系统地；

b) 使用Buck电路的IC GND节点作为负电压输出端；

c) 正输入保持不变。

7）实施设计时应特别注意：

a) 重点优化输入/输出电容接线；

b) 确保反馈（FB）信号路径质量；

c) SW 节点走线应尽可能短并远离敏感信号路径。

参考资料[1]SG Micro Corp. SGM61630 演示板测试报告[EB/OL]。 https://www.sg-micro.com/evm-detail/EVKIT-SGM61630。

[2]SG Micro Corp. SGM61630 数据表[EB/OL]。 （2023-12）。 https://www.sg-micro.com/rect/assets/2e4aa3c1-fd17-4b20-ac75-892cfe5f2e56/SGM61630.pdf。

附录

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